现代宽带隙功率器件(SiC，GaN)中开关晶体管的速度越来越快，这使得测量和表征成为相当大的挑战，在某些情况下几乎不可能实现。隔离技术的出现改变了这种情况。通过这项技术，设计人员终于可以放心地测量半桥和栅极驱动器的波形了。通过详细了解相关挑战并使用适当的检测技术，电源工程师可以更快、更高效地表征和优化他们的设计。

半桥电路(图1)广泛应用于电力电子领域的许多应用中，是现代设计中有效转换电能的基本电路。然而，只有当半桥、栅极驱动器和布线得到正确和优化设计时，才能实现这种电路的优势。当测量结果与预期结果不一致时，可能难以提取与被测设备相关的有意义的细节。更糟糕的是，基于探头位置等因素，波形可能会发生明显变化，最终会让设计者得不偿失。

1.在现代设计中，半桥电路被广泛用于有效地转换电能。

而效率和功率密度要求往往会随着应用设计要求而变化，比如是否优化性价比。功率密度中提高能效的要求决定了设计的拓扑结构，进而影响到要考虑的测量设备和技术。表1总结了半桥和门驱动器最重要的指标和测量值。

表1。栅极驱动器和半桥配置的最重要指标。

精确的功率测量取决于测量系统在许多方面的性能，包括电压处理、共模抑制、连接能力、温度处理能力以及测量极小电流的能力。虽然电源设计的要求日新月异，但实际测试技术的发展却一直滞后。在某些情况下，设计师别无选择，只能开发定制的测量解决方案，或者他们只能获得一些近似的测量值，而忽略了可能的优化。

在最基本的水平上，这些测量是用示波器和一组相应的探头进行的。示波器在精确可靠的功率测量中几乎不成问题。最大的挑战是将信号从测试点传送到示波器。因此，选择合适的探头来完成工作是非常重要的，无论是无源探头还是单端探头，传统的高压差分探头，电流探头还是隔离探头。

单端探针–低压侧测量

大多数示波器都配有一组无源或单端探头。这些探头只能精确测量示波器地电平参考的信号，且仅限于低压侧测量。通过隔离示波器，或者使用一对探头进行伪差分测量(见后面的讨论)，可以使用无源探头进行高压侧测量，但一般不推荐这种方法。

当考虑某项测量任务对探头性能的要求有多高时，人们通常会关注带宽。传统上，带宽越高，性能越高。的确，带宽是一个重要的指标，它决定了可以测量正弦波峰峰值幅度的最高频率。但实际上，你不是在频域测量正弦波，而是想显示和测量信号随时间的变化，也就是在时域测量信号。

因此，上升时间是半桥和栅极驱动器测量中最重要的性能指标。上升时间可以从带宽中计算出来，但如果你想可靠地知道测量系统的上升时间和全时响应，唯一的办法就是用阶跃信号实际测量上升时间，阶跃信号比你测量的信号快得多。

如果测量系统的上升时间性能不足，则会出现阶跃响应失真，如图2所示，包括非线性、舍入和顶降。可能很难确认这些失真实际上是来自测量系统还是被测设备，真正的答案只能通过描述测量系统的特性来找到。为了避免这些测量误差，所选探针的上升时间必须快于被测器件的上升时间。

2.在功率器件的测量精度中，上升时间指标比带宽指标更重要。

图3显示了快速探针的意义，其中使用1 GHz无源探针测量高速FET驱动器的低压侧，驱动器的产品数据显示上升时间< 1 ns。因为这个探头的上升时间指数在450 ps左右，所以我们可以测得略高于500 ps的上升时间。如果测量中使用的探头上升时间较慢，例如500 MHz探头，则波形前角的高频分量将变圆。

图3。由于450 ps的上升时间指数，1 GHz Tektronix TPP1000无源探头可以精确测量高速FET。

测量栅极驱动器电流

在测量栅极驱动器的电流时，许多设计人员使用外部电流分流器而不是电流探针，原因很简单，用电流探针测量环路的电感会影响电路。一般来说，在设计中，电阻会串联在栅极驱动器和栅极之间。为了最小化插入阻抗，分流器的电阻将保持非常低，因此分流器上的压降将非常低。测量通过分流器的电压降，然后除以已知的电阻阻值，即可获得电流。

将分流器连接到低压侧通常意味着一端接地。低压侧和高压侧的主要区别在于，低压侧会降低或有效消除共模电压，共模电压会同时同相出现在分流的两侧。因此，一般建议在低压侧放置分流电阻，尤其是在高压侧。在高电流应用中，接地反弹将显示为共模信号。

隔离示波器

断开接地回路的技术之一是“隔离示波器”或隔离被测电路。浮地会断开与地面的连接。理论上可以在两个测试点之间进行差分测量，因为示波器接地已经损坏。这种方法本身是危险的，因为它破坏了电击保护，并可能损坏测量设备。

浮动测试可能适用于某些测量，尤其是在非常低的频率下，但应注意，如果没有低阻抗接地连接，示波器的辐射和传导辐射可能会以噪声的形式干扰测量。此外，在较高频率下中断接地时，接地回路可能不会中断，因为“浮地”电路将始终通过较大的寄生电容耦合到地，导致振铃和波形失真。图4显示了高压侧门驱动器的浮动测量。且振铃失真明显，过冲高达28 V

图4。在高压侧门驱动器的这种浮动测量中，存在明显的振铃、失真和28 V过冲。

也可以使用伪差分测量(代替被动探头)，这可以满足一些低频信号测量。测量可以通过测量两个地电平参考的信号并用示波器减去两个示波器通道来完成。在图5中，示波器从CH1的波形中减去CH2的波形以获得红色波形。两个输入必须设置为相同的刻度，并且探头必须相同且紧密匹配。这种技术的共模抑制比(CMRR)非常低，如图5所示，尤其是在较高频率时，可能超过示波器的输入范围。CMRR是指示波器在差分测试中抑制两个测试点的共模电压的能力。

图5。伪差分测量性能有限，但足以测量低共模信号的超低频信号。

差分探头

对于大多数GaN和SiC应用，差分探头是精确测量低压侧和某些高压侧的良好选择。但对于性能更高的器件，最有可能出现的情况是，传统的高压差分探头并不是最佳选择，因为它的共模抑制能力在较高频率下不足。当执行高端电压测量时，这成为一个明显的问题，因为在快速开关过程中，当存在大共模电压时，必须测量小差分电压。

一个常见的误解是差分探头是浮动的。实际上，传统的差分探头是基于差分放大器的，差分放大器接地。遗憾的是，这种连接限制了共模电压范围，导致额定频率和地弹降低，并且在带宽超过一定MHz时会限制共模抑制比。

测试有源GaN或SiC器件时，这些限制尤为明显，因为这些器件具有超快的开关速率，甚至标称共模电压。例如，带宽为100 MHz的差分探头在DC提供-70 dB的CMRR，在1 MHz提供-50 dB的CMRR，在100 MHz下降到-27 dB的CMRR，约为22: 1。

探头的技术数据里很难看到这么差的指标，因为评级是随频率降低的，厂家是没法推广的。你需要查阅用户手册来找到如图6所示的图表，但是我们可以很容易地计算出可怜的CMRR的影响。例如，对于600 V的共模电压，产生的误差为27 V (600除以22)。这种性能是惊人的，因为在600 V共模电压的情况下，不可能用这么大的误差探头精确测量高频15 V差分信号。

图6。当频率增加时，100 MHz带宽差分探头的CMRR额定值降低到-27 dB。

计算共模抑制时，另一个考虑因素是探头和DUT之间的连接。大多数共模抑制指示器仅包括探针，不考虑额外的连接选项，例如大型钩形夹。

由于缺乏足够的检测附件，许多电源设计人员求助于一些替代技术来测量高压侧设备，如首先测量低压侧，通过综合仿真推断高压侧的结果，调查发热特性，以及EMI邻近检测。如果这些方法都不可行，那就只能试错了。

高性能隔离探头

和SiC GaN功率器件具有超快的开关速率和高的标称共模电压。在测试这些器件时，单端探针和差分探针的局限性变得更加明显。由于这些信号捕获问题源于接地要求，可行方案中采用的探针技术无法依赖接地，因此或多或少不受共模电压的影响。这种隔离探头完全通过光纤运行，具有许多优势，包括高达1 GHz的带宽、大差分电压范围和所有频率下的完美共模抑制。

在高压侧执行VGS测量时，工程师需要检查足够多的波形细节，以确认仿真并评估信号特性，例如与图7所示的理想状态相比产生的振铃。高压VGS开启，第一个区域表示CGS栅源充电时间，后面是米勒平台。通道导通后，栅极将被充电至最终值。

7.这是高压侧VGS理想状态的示意图。

图8比较了使用传统高压差分探头和高性能隔离探头在高压侧测量VGS的结果。很明显，很难提取有意义的信息并根据传统探头提供的测量值做出设计决策。

图8。隔离高压差分探针提供了优化器件性能所需的信心。

相比之下，隔离式高压测量系统为测量、表征和优化设计性能提供了所需的分辨率和可重复性。很明显，米勒平台和交换机到节点的转换是相关的。这种波形清楚地显示了以前隐藏的谐振和信号细节，从而为优化性能和开发设计提供了必要的信心，而不会过于保守。

高压侧和低压侧相互作用

对于具有严格容差的GaN器件，开关节点中低压侧开关和高压侧栅极之间的寄生耦合是难以诊断的问题之一。图9示出了过冲或振铃从高压侧到低压侧的传输。如果不能进行准确的高压侧测量，这种情况是未知的，会造成很多问题，至少会导致开关和效率的损耗和恶化。在最坏的情况下，低压侧和高压侧开关同时打开将导致灾难性的故障。

9.能够查看实际波形使得诊断和解决诸如开关节点之间的寄生耦合等问题成为可能。

摘要

诚然，半桥和栅极驱动器的测量面临许多挑战，为了充分利用最新宽带隙器件的优势，必须克服这些挑战。这需要正确的测量技术和强大的测量解决方案。总的来说，问题的根源不是示波器，而是探头的选择。高压侧门测量尤其困难，但了解共模抑制比以及隔离式高压差分探头如何在高共模电压下实现精确可靠的测量，可以解决许多相关挑战。